авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:   || 2 |
-- [ Страница 1 ] --

Учреждение образования

«БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ

УНИВЕРСИТЕТ

ИНФОРМАТИКИ И

РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ»

46-я НАУЧНАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ

АСПИРАНТОВ, МАГИСТРАНТОВ И СТУДЕНТОВ

МАТЕРИАЛЫ СЕКЦИИ

«РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ»

19 - 23 апреля 2010 года

Минск 2010 ПРОГРАММА СЕКЦИИ «РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ»

Сбор и передача телеметрических данных по радиоканалу в 1.

безлицензионном диапазоне 433МГц для системы диспетчеризации тепловых узлов Лихтарев А.И. – гр. 542802 Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Левкович В.Н.

2. Прием телеметрических данных по радиоканалу в безлицензионном диапазоне 433МГц для системы диспетчеризации тепловых узлов Трубилов В.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Левкович В.Н.

3. Мониторинг температуры и влажности в закрытых помещениях по радиоканалу в безлицензионном диапазоне 433МГц Игнатович Д.В., Лопатченко А.С. – гр. Качан И.А. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Левкович В.Н.

4. Анализ временных характеристик импульсного сигнала, отраженного от анизотропной среды с магнитодиэлектрическим наполнителем Долбик А.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Гололобов Д.В.

5. Автоматизированная система сдачи коллоквиума по лабораторной работе РЛС «Гроза»

Острик М.Н. – гр. Научный руководитель – инж. Плугатарь Г.Ф.

6. Математическая модель временной структуры радиолокационного сигнала, отраженного от колеса автомобиля Гейстер А.С. – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, доц. Малевич И.Ю.

7. Мониторинг безлицензионного радиодиапазона 433 МГц Мартинович П.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Каленкович Е.Н.

8. DRM приёмник Домасевич В.В., Садченко И.В. – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, доц. Малевич И.Ю.

9. Радиоприёмный тракт синхродинного типа Крючков М.И. – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, доц. Малевич И.Ю.

10. Угроза несанкционированного доступа в системах стандарта ISO Гормаш С.М., Солдатов О.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Бильдюк Д.М.

11. Изобретения Н. Теслы Григорьева К.А., Микитевич А.И. – гр. Войцеховский К.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Мурашкина З.Н.





12. Оценка показателей ЭМС, учитывающих применение АРУ и АРМ в радиолиниях сотовой системы связи Шевчук И.М. – гр. Научный руководитель – ст. преп. Демидович Г.Н.

13. Радиосистема контроля температуры и влажности в помещении Храмцова А.Д. – гр. Научный руководитель – ассист. Казека А.А.

14. Устройство передачи и приема данных по сети 220 В 50 Гц Мороз А.Н. – гр. Научный руководитель – ассист. Казека А.А.

15. Акустический сигнал несущего винта вертолета на выходе приемника с учетом эффекта Доплера Абдула Мухаммед Джеки – аспирант Научный руководитель – д-р техн. наук, проф. Гейстер С.Р.

16. Параметрическая оптимизация автокомпенсатора шумовой помехи Хунг До Тиен – магистрант Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыденко И.Г.

17. Аутентификация в компьютерной радиосети по радиоканалу Охрименко А.А. – магистрант Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.

18. Система криптографической кодовой защиты на основе эллиптических кривых Зеленюк Д.С. – магистрант Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.

19. Система защиты информации, удостоверяющая центр радиосети Байкачева Т.А., Фоменкова И.И. – магистрант Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.

20. Статистический алгоритм обнаружения движущихся объектов по серии видеоизображений Пикулик В.Ю. – магистрант Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Семашко П.Г.

21. Система контроля платы за проезд в метрополитене на базе радиочастотной идентификации Автоненко М.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Бильдюк Д.М.

22. Лабораторный стенд для исследования типовых структур радиоприемных трактов Амбражей А.А. – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, доц. Малевич И.Ю.

23. Система защиты GSM-канала связи с кодированием речевого сигнала Бараболкин П.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыдов И.Г.

24. Система контроля доступа в сети Wi-Fi Бедункевич А.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Бильдюк Д.М.

25. Устройство преобразования М-последовательности в Уолш-последова тельность Дерман А.И. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Будько А.А.

26. Система аутентификации на основе хэш-функции в компьютерной радиосети стандарта 802-11а Захватович В.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Бильдюк Д.М.

27. Лабораторная радиосистема для исследования методов помехозащищенной передачи дискретных сообщений Казун А.И., Синявский В.А. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Семашко П.Г.

28. Система контроля состояния автоматизированного склада Меркушевич А.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыдов И.Г.

29. Лабораторный стенд для исследования характеристик типовых каскадов радиоприемных трактов Секерин В.О. – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, доц. Малевич И.Ю.

30. Система съема данных с приборов группового учета тепла по Ethernet Федорин А.К. – гр. Научный руководитель – ассист. Казека А.А.

31. Система защиты радиосети стандарта IEEE 802.11а на основе кода РС Хоанг Нгок Зьюнг – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.



32. Банковская система электронных платежей стандарта EMV на базе технологии NFC Юркевич А.А. – гр. Научный руководитель – ассист. Бильдюк Д.М.

33. Стеганографическая защита информации в каналах радиосистемы стандарта 802.11а Нгуен Туан Ань – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.

34. Когерентная РЛС с селекцией движущихся целей Башкевич Д.И. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Карпушкин Э.М.

35. Канал сообщений в аппаратуре абонента системы CDMA Вишневский И.А. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Карпушкин Э.М.

36. Цифровой синхронный демодулятор ОФМ-сигнала для системы передачи дискретной информации Змушко М.С. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Ганкевич С.А.

37. Радиопередающее устройство внутриаэропортовой широкополосной связи Король Д.А. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Устименко В.Г.

38. Радиосистема мониторинга состояния освещения Магрита Д.В. – гр. Научный руководитель – ассист. Каленкович Е.Н.

39. Приемник кабельных цифровых телевизионных сигналов Романович А.Н. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Ганкевич С.А.

40. Система синхронизации в CDМА (базовая станция) Борейшо Д.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Карпушкин Э.М.

41. Блок определения и сигнализации об опасной скорости снижения летательных аппаратов Венглинский Е.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Устименко В.Г.

42. Встраиваемый контроллер GSM-канала для телеметрических систем Кузюкович Е.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыдов И.Г.

43. Система сбора информации подвижных объектов Кулаковский В.С. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Устименко В.Г.

44. Система синхронизации в CDMA (абонент) Мелешкевич С.С. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Карпушкин Э.М.

45. Система балансировки роторного оборудования с передачей информативных признаков по GSM-каналу Паршков А.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыдов И.Г.

46. Блок речевого интерфейса систем управления и связи Приболовец С.М. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыдов И.Г.

47. Имитационное моделирование типовых динамических звеньев следящих систем Бумбуль О.Л. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Ганкевич С.А.

48. Исследование методов многопозиционной активной радиолокации Вербицкий М.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Давыденко И.Г.

49. Защита информации компьютерной радиосети с помощью алгоритма OFDM–Rijndael Харитонова Е.В. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.

50. Кампания NXP Зверуго Л.В., Шешко А.Л. – гр. Научный руководитель – ассист. Мурашкина З.Н.

51. Формирование и обработка составных сигналов на основе хаотических последовательностей Чан Чонг Вьет – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, проф. Чердынцев В.А.

52. Формирование и обработка широкополосных хаос-сигналов в системах передачи информации Чан Чонг Тай – гр. Научный руководитель – д-р техн. наук, проф. Чердынцев В.А.

53. Синтез частотно модулированных сложных сигналов на основе комбинаторного соотношения Гормаш С.М., Солдатов О.А. – гр. Научный руководитель – канд. техн. наук, доц. Саломатин С.Б.

54. Фазовая синхронизация сигналов в многопозиционных просветных радиолокационных станциях обнаружения наземных целей Бураков С.В. – магистрант Научный руководитель – канд. техн. наук Мякиньков А.В.

55. Исследование влияния ошибки оценки начального положения объекта на качество формирования азимутального портрета.

Нгуен Нгок Донг – магистрант Научный руководитель – д-р техн. наук, проф. Гейстер С.Р.

ЛУЧШИЕ ДОКЛАДЫ СЕКЦИИ «РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ»

стр.

ОГЛАВЛЕНИЕ Ткаченко А.П., Гриб Д.В., Чернявский А.М. Оценка показателей ЭМС, учитывающих применение АРУ и АРМ в радиолиниях сотовой системы связи………………………………….. Джеки А.М. Модель акустического сигнала винта вертолета с учетом эффекта Доплера……. Казека А.А. Методы и средства защиты ПЭВМ от утечки электромагнитных излучений……… Малевич И.Ю., Крючков М.И. Радиоприёмные тракты синхродинного типа…………………….. Казека А.А., Мороз С.П. Устройство передачи/приема данных по сети электроснабжения 220В/50Гц……………………………………………………………………………………………………. Семашко П.Г., Пикулик В.Ю. Статистический алгоритм обнаружения движущихся объектов по серии видеоизображений……………………………………………………………………………… Казека А.А., Федорин А.К. Система съема данных с приборов группового учета тепла по Ethernet……………………………………………………………………… Казека А.А., Храмцова А.Д. Радиосистема дистанционного контроля температуры и влажности в помещении…………………………………………………………………………………... Шевчук И.М., Демидович Г.Н. Оценка показателей ЭМС, учитывающих применение АРУ и АРМ в радиолиниях сотовой системы связи…………………………………………………………... Вербицкий М.В., Сидоревич А.Н., Давыденко И.Н. Исследование суммарно-дальномерного метода многопозиционной радиолокации……………………………………………………………… Гейстер А.С. Математическая модель радиолокационного сигнала, отраженного от колеса движущегося автомобиля…………………………………………………………………………………. До Тиен Хунг, Давыденко И.Н. Параметрическая оптимизация цепей самонастройки автокомпенсатора шумовых помех……………………………………………………………………… Исса Ибрагим Скиб Применение составных сигналов в системах передачи информации…… Каленкович Е.Н., Мартинович П.В. Мониторинг безлицензионного радиодиапазона 433 МГц. Левкович В.Н., Лопатченко А.С., Игнатович Д.В., Пискун Д.Н. Мониторинг температуры и влажности в пространственно распределённых точках по радиоканалу в безлицензионном диапазоне 433 МГц…………………………………………………………………………………………. Чердынцев В.А., Нам Н.Т. Результаты моделирования систем передачи информации с использованием составных сигналов…………………………………………………………………… Гейстер С.Р., Нгуен Д.Н. Исследование влияния ошибки оценки начального положения объекта на качество формирования азимутального портрета……………………………………... Чердынцев В.А., Ха Киен Чунг Результаты моделирования устройств формирования и обработки составных сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты…………... ОЦЕНКА ПОКАЗАТЕЛЕЙ ЭМС, УЧИТЫВАЮЩИХ ПРИМЕНЕНИЕ АРУ И АРМ В РАДИОЛИНИЯХ СОТОВОЙ СИСТЕМЫ СВЯЗИ Гриб Д.В., Чернявский А.М.

Научный руководитель: канд. техн. наук, доц. Ткаченко А.П.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Рассматриваются вопросы согласования парамет- разрешающей способности зрения 'зр приведена в ров телевизионной системы с характеристиками зрения. таблице 1:

Выводятся выражения для высшей частоты спектра теле визионного сигнала с различных точек зрения, в том числе и Таблица 1 – Требуемое число строк z в зависимости при различном числе элементов изображения по горизон от 'зр и тали и вертикали.

'зр 2 3 4 5 ВВЕДЕНИЕ 1 3439 2293 1719 1376 Цифровые системы передачи, в том числе и 1,5 2293 1528 1146 917 цифрового телевизионного (ТВ) вещания (ЦТВ) при нято оптимизировать по двум критериям: спектраль- 2 1719 1146 860 688 ная эффективность (передача с высокой скоростью в узкой полосе частот) и энергетическая эффектив ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ ность (передача с низким отношением несущая/шум и Установлена зависимость между разре с максимальным занятием выделенной полосы) [1, 2].

шающей способностью зрения NЗР (пер/мм), 'зр и Не требуется доказательство того, что эти критерии расстоянием наблюдения l:

являются противоречивыми.

Поскольку скорость цифрового потока C NЗР (пер/мм) = 1/( зр l ) = 360 /( 2l зр ) (3) (бит/с) пропорциональна частоте дискретизации fД 2FВ (FВ – высшая частота аналогового ТВ сигнала) и разрядности двоичного кодирования m = log2M (M – Показано, что при разрешающей способно m число уровней квантования, M = 2 ), то необходимо, сти зрения 'зр, количество ТВ линий должно быть во-первых, правильно выбрать fД и m [4], во-вторых, равно приведенным в таблице 2 значениям. Под те согласовать параметры сигнала после всех операций левизионными линиями понимается общее количе цифровой обработки (сжатия, помехоустойчивого ство светлых и темных линий.

каскадного кодирования с относительной скоростью RK и перемежения CЗАЩ, N – позиционной цифровой Таблица 2 – Количество пар линий и ТВ линий модуляции CСИМВ) с шириной полосы канала fК : 'зр 1 1,5 NЗР (пар CСИМВ = fК / bР = 13,75 9,2 6, лин/мм) (1) = CЗАЩ (1 + TЗ /TИ )/(log2N) RК, симв / с, N (твл/мм) 27,5 18,4 13, где bР – коэффициент расширения полосы, Для системы ТВ вещания по стандарту D/K с TИ – длительность информационной части параметрами, соответствующими ГОСТ 7845, уста COFDM-символов, новлена зависимость:

TЗ – длительность защитного интервала.

В докладе рассматриватся только первая FВ = 0,0128N твл ;

N твл = 78,25FВ, * * (4) часть проблемы оптимизации – расчет высшей час тоты спектра ТВ сигнала FВ при датчике сигнала с без учета коэффициента Келла p и произвольным количеством элементов изображения (пикселей) по двум координатам.

Если формат передаваемого ТВ изображе- FВ = 0,0105N твл ;

N твл = 95,23FВ, (5) ния задан k = b/h и известны параметры разложения изображения: z – количество строк, fД – частота кад В выражения (4) и (5) значение FВ подставля ров, и – относительные потери времени на об ется в МГц. Например, отметке NТВЛ = 575 (число ратный ход по строке и кадру соответственно, выс активных строк при чересстрочной развертке на шую частоту спектра FВ рассчитывают по выражению строк) соответствует F*В = 7,3 МГц, отметкам 472 и [3]:

400 линий – соответственно 6 и 5,08 МГц.

FВ = pFВ * = p(kz 2 fK /2)(1- )/(1- ), Гц, (2) Высшую частоту спектра ТВ сигнала можно определить и из информационного критерия. Если где p – коэффициент Келла, принимаемый в стан- известно число M уровней яркости, которые прини дарте D/K равным 0,82. мает каждый элемент изображения, то количество Взаимосвязь между необходимым числом информации на элемент (при равновероятном появ строк z ТВ системы, характеризующим разрешающую лении уровней) определяется известным выраже способность, и отношением расстояния наблюдения l нием СЭ = log2M. Информационная емкость кадра, к высоте h ( = l/h) при трех (1;

1,5 и 2) значениях содержащего NК элементов, в NК раз больше а FВ = pFВ *, в которое необходимо подставить дли СК = NК log2M. Тогда максимальная производитель ность источника сигнала (бит/с) равна: тельность э элемента изображения Cи.макс = Cк / Т к = fК N k log 2 M, (6) э = TСТР.АКТ /NЭ.СТР = (TСТР (1 - ))/NЭ.СТР. (13) где TК, fК - длительность и частота кадров.

Выразим период строки ТСТР через период Эта информация должна пройти через канал кадра ТК = 1/fК и число элементов матрицы в столбце связи, пропускная способность которого RК.С опре NЭ.Y, получим деляется формулой Шеннона:

TСТР = TК.АКТ /NЭ.Y. = TК (1 - )/NЭ.Y.

RК.С = fК log 2 (1 + PC / PШ ), (14) (7).

Подставляя выражение (14) в (13), получаем:

где fК - полоса пропускания канала связи;

РС и РШ – соответственно средние мощности сигнала и шума.

э = (TК (1 )(1 )) /( NЭ.Y N Э. X ). (15) При этом должно удовлетворяться условие RК.С СИ.МАКС, то есть:

Тогда выражение для FВ при произвольном fК NК log 2M fК log 2 (1 + PC / PШ ), (8) числе элементов в строке и столбце будет иметь вид:

FВ = p /( 2 э ) = ( pN Э.Y N Э. X fК ) /( 2(1 )(1 )).

из которого можно определить полосу частот канала (16) связи:

Если выполняется стандарт разложения по вертика fК = FВ = fК Nк log 2 M / log 2 (1 + PC / PШ ). (9) ли, т.е. NЭ.Y = zАКТ = z(1-), то (16) примет вид:

Выразим отношение РС и РШ через M. Обычно FВ = ( pzfК NЭ. X ) /( 2(1 )). (17) считают, что число различных градаций яркости на изображении определяется отношением эффектив Выражение (17) справедливо при произволь ных значений напряжений сигнала UС и шума UШ.

ном значении числа элементов NЭ.X только в строке.

Тогда, включая в число градаций и нулевой Если в полученное выражение подставить значение уровень, а также учитывая, что M = UC/UШ + 1, можно количества элементов в строке (12), жестко связан записать:

ное с числом активных строк разложения zАКТ, то получается выражение (2). Это подтверждает пра PC / PШ + 1 = (M - 1) 2 + 1 = M 2 2( M 1). (10) вильность формулы (16) и ее частного результата – выражения (17).

Подставляя (10) в (9), находим FВ:

ЗАКЛЮЧЕНИЕ FВ = fК N к / 2 = kz 2 fК / 2, Получены выражения для расчета высшей (11) частоты спектра ТВ сигнала FВ, исходя из разре шающей способности зрения, информационного где = 2 log 2 M / log 2 ( 2M 2 2M 1));

NК = kz 2. критерия, а также в случае использования ПЗС-матрицы с произвольным количеством элемен тов изображения (пикселей) в горизонтальном и В вещательном телевидении M1, при этом вертикальном направлениях.

стремится к 1 (например, при M = 64 имеем = 1,004).

В результате получаем выражение, аналогичное (2) без учета потерь времени на обратные ходы раз- СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ верток. 1. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические ос Приведенные выражения (2), (4) и (5) для на- новы и практическое применение. – 2-е изд. / Бернард Скляр;

пер. с англ. – М.: Изд-й дом «Вильямс». – 1104 с.

хождения высшей частоты спектра видеосигнала FВ и 2. Зубарев Ю.Б. Цифровое телевизионное ве F*В без учета и с учетом коэффициента Келла, спра щание. Основы, методы, системы./ Ю.Б. Зубарев, М.И.

ведливы при условии, что размеры элементов изо Кривошеев, И.Н. Красносельский М.: Науч – бражения вдоль и поперек строк одинаковы, а коли- но-исследовательский институт радио (НИИР), 2001. – 568 с.

чество элементов вдоль строки всегда равно: 3. Ткаченко А. П. Повышение качества изобра жения и звукового сопровождения: учеб. пособие для сту N Э.СТР = NЭ.X = kz АКТ = kz(1 ). (12) дентов. В 2-х ч. Ч. 2: Повышение качества изображения при формировании ТВ сигнала / А. П. Ткаченко, А. Л. Хоминич. – Минск: БГУИР, 2005. – Соотношение (12) обычно выполняется в ва- 4. Ткаченко А.П. Цифровое представление сиг куумных передающих трубках. С появлением камер налов изображения и звукового сопровождения: учеб. по на основе ПЗС-матриц разложение изображения собие по телевизионным дисциплинам для студентов / А.П.

становится дискретным не только по вертикали, но и Ткаченко, П.А. Капуро, А.Л. Хоминич. – Минск: БГУИР, по горизонтали. К тому же в ТВ передающих камерах 2003. – 56 с.

на ПЗС-матрицах количество элементов вдоль строки может быть различным, что нарушает условие (12).

Выражение для расчета FВ при произвольном числе элементов в строке NЭ.X = NЭ.СТР и столбце NЭ.Y ПЗС-матрицы можно получить из условия FВ = 1/(2 э ), * МОДЕЛЬ АКУСТИЧЕСКОГО СИГНАЛА ВИНТА ВЕРТОЛЕТА С УЧЕТОМ ЭФФЕКТА ДОПЛЕРА Джеки А.М.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь периода вращения TNV несущего винта. Этот Описываются математические модели временной сигнал периодически повторяется и образует и спектральной структур акустического сигнала, акустический сигнал несущего винта pNL (t ) в виде формируемого системой лопастей несущего винта вертолета. Модели описываются с учетом эффекта последовательности сигналов периода вращения Доплера, возникающего при перемещении вертолета системы лопастей несущего винта pC _ NL (t ), относительно акустического приемника.

длительность которой ограничена временем наблюдения.

ВВЕДЕНИЕ В общем виде математическую модель Синтез устройств акустической локации акустического сигнала несущего винта основан на использовании временной и неподвижного (зависшего) вертолета на интервале спектральной структур акустических сигналов.

JTNV можно записать следующим образом:

Вертолеты могут быть обнаружены по акустическим J сигналам, которые формируют элементы их pC _ NL (t ( j 1)TNV ), 0 t JTNV ;

силовых установок в процессе работы. Конструкция pNL (t ) = j =1 (1) одновинтового вертолета является наиболее 0, t 0, t JTNV, распространенной на практике и предполагает наличие несущего винта и рулевого винта. где J - число периодов вращения системы Несущий винт, являющийся основным лопастей несущего винта, в ходе которых режим элементом силовой установки, создает подъемную работы вертолета и его относительное силу, равную весу вертолета, и тягу, сообщающую местоположение относительно акустического вертолету движение в необходимом направлении. приемника практически не изменяются.

Несущий винт представляет собой систему из Сигнал одного периода вращения системы N L NV лопастей, которая вращается с частотой лопастей несущего винта можно pC _ NL (t ) вращения несущего винта FNV = 1/ TNV, где TNV - представить следующим выражением:

период вращения несущего винта. В [1] NL NV TNV pN1 t (n 1), 0 t TNV ;

рассмотрена математическая модель временной NLNV pC _ NL (t ) = n =1 (2) структуры акустического сигнала одной идеальной 0, t 0, t TNV.

лопасти воздушного винта. В данной работе рассматривается временная и спектральная С учетом этого математическая модель структуры акустического сигнала, формируемого акустического сигнала несущего винта системой лопастей несущего винте вертолета.

неподвижного (зависшего) вертолета на интервале Полагается, что одновинтовой вертолет JTNV может быть представлена в виде:

перемещается относительно неподвижного J NLNV акустического приемника. TNV pN1t (n 1) ( j 1)TNV, 0 t JT ;

NV pNL(t ) = j =1 n=1 NLNV МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ 0, t 0, t JT, ВРЕМЕННОЙ СТРУКТУРЫ NV pN1 pr (t ) + pN1 ud (t ), 0 t TNV АКУСТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ где pN1(t ) = (3) Акустический сигнал несущего винта 0, t 0, t TNV.

вертолета можно разбить на следующие временные С учетом того, что период следования составляющие:

импульсов повышенного давления в точке сигнал периода вращения одной лопасти ( ) наблюдения соответствует интервалу появления pN1(t ) = pN1 pr (t ) + pN1ud (t ), представляющий лопастей в направлении наблюдения собой совокупность импульсов давления, TNV TNL 0 = выражение можно, (3) образующихся в процессе одного периода N L NV вращения лопасти и включающих сигнал фазы преобразовать к виду:

приближения pN1 pr (t ) и сигнал фазы удаления J NLNV pN1 (t (n 1)TNL0 ( j 1)TNL0 NLNV ), pN1 ud (t ). Этот сигнал существует в интервале j =1 n = (4) периода вращения несущего винта TNV ;

pNL (t ) = 0 t JTNL0 NLNV ;

0, t 0, t JT сигнал периода вращения системы NL0 NLNV.

лопастей несущего винта pC _ NL (t ), представляющий собой совокупность импульсов Рассмотрим математическую модель давления, образующихся в процессе одного акустического сигнала несущего винта движущегося формируемым приближающимися pNL pr (t ), TNL вертолета. С учетом того, что период лопастями, и выражение (5) преобразуется к виду:

следования принятых сигналов на выходе J NLNV ( ) акустического приемника изменяется при движении pN1pr t (n 1TNLpr(ud) ( j 1TNLpr(ud)NLNV, ) ) вертолета, выражение для математической модели j =1 n= акустического сигнала несущего винта движущегося pNL(t) = при 0 t JT pr(ud)NLNV ;

вертолета имеет вид: NL J NLNV ( ) 0, pN1 t (n 1TNLpr(ud) ( j 1TNLpr(ud)NLNV, ) ) при t 0, t JT pr(ud)NLNV.

j =1 n=1 NL pNL(t) = при 0 t JT pr(ud)NLNV ;

(5) (12) NL Выражение с учетом периода (12) 0, следования сигналов T NL pr (ud ), описываемого при t 0, t JT pr(ud)NLNV.

NL выражениями (7) – (11), является конечной формой При отсутствии ветра период следования обобщенного выражения для математической сигналов T NL pr (ud ) в выражении (5) в зависимости модели акустического сигнала несущего винта движущегося вертолета, принятого от условий движения вертолета описывается акустическим приемником.

выражениями:

при приближении вертолета к приемнику и ЗАКЛЮЧЕНИЕ отсутствии ветра В заключение отметим особенности Vt TNL pr = TNL 0 1 ;

проявления эффекта Доплера при приеме (6) с акустических сигналов несущего винта вертолета. В опубликованной литературе (включая [3]) эффект при удалении вертолета от приемника и Доплера рассматривается применительно к отсутствии ветра монохроматическому сигналу с частотой колебаний Vt TNL ud = TNL 0 1 +, 0. Аналогичные результаты можно получить и для (7) с импульсного сигнала с несущей частотой 0. В где Vt - радиальная скорость движения вертолета обоих случаях эффект Доплера возникает из-за с относительно приемника;

скорость - изменения начальных фаз временных дискретных отсчетов или начальных фаз импульсов на несущей распространения звука в воздухе.

При наличии ветра, имеющего радиальную частоте. При этом эффект Доплера в спектральной области проявляется следующим образом: спектр скорость относительно акустического Vv принятого сигнала представляет собой спектр приемника, период следования сигналов T NL pr (ud ) исходного сигнала, смещенный на частоту Доплера, в зависимости от условий движения вертолета то есть весь исходный спектр только смещается, не описывается выражениями: изменяя внутренней структуры.

при приближении вертолета, если ветер В случае наблюдения акустического сигнала направлен к приемнику несущего винта вертолета рассматривается c + Vv Vt последовательность видеоимпульсов, не имеющих TNL pr = t 2 t1 = TNL 0 частотного заполнения ( 0 = 0 ). Для такой ;

(8) c + Vv последовательности анализу подвергаются не при приближении вертолета, если ветер изменения фаз принятых импульсов (их нет в явном направлен от приемника виде), а изменения периода следования принятых c Vv Vt импульсов. Именно это и отличает разработанный TNL pr = t 2 t 1 = TNL 0 ;

(9) c Vv подход к анализу эффекта Доплера при приеме акустических сигналов несущего винта вертолета от при удалении вертолета, если ветер классического подхода, изложенного в литературе.

направлен к приемнику c + Vv + Vt СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ TNL ud = t 2 t1 = TNL 0 ;

(10) c + Vv 1. Джеки А.М., Гейстер А.С. Физические основы формирования акустической волны винтом самолета и при удалении вертолета, если ветер математическая модель временной структуры направлен от приемника акустического сигнала идеальной лопасти. Доклады c Vv + Vt БГУИР – 2008. - №3(33). – С.20-25.

TNL ud = t 2 t1 = TNL 0. (11) 2. Охрименко А.Е. Основы радиолокации и c Vv радиоэлектронной борьбы. Часть Основы 1.

радиолокации. - М.: Воениздат, 1983.

Введем упрощение, связанное с 3. Ландау Л.Д., Лифшиц Е.М. Теоретическая исключением из рассмотрения сигнала разрежения физика: Учебное пособие. В 10 т. Том 6. Гидродинамика. – pN1ud (t ), создаваемого удаляющейся лопастью. С М.: Наука, 1986.

учетом этого сигнал pNL (t ) на выходе акустического приемника представляется только сигналом МЕТОДЫ И СРЕДСТВА ЗАЩИТЫ ПЭВМ ОТ УТЕЧКИ ЭЛЕКТРО МАГНИТНЫХ ИЗЛУЧЕНИЙ ассист. Казека А.А.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Предложены методы и средства защиты человека стеклопакет, заполненный жидким растворным на от электромагнитного излучения персонального компьюте- полнителем из поверхностно-активных веществ. Ос ра с помощью экранов электромагнитного излучения. лабление ЭМИ такого экрана составляет 8 – 30 дБ при снижении прозрачности не более 2 %.

ВВЕДЕНИЕ Кроме экранирования узлов ПЭВМ существу Жизнь современного человека постоянно свя- ют различные варианты экранирующей одежды. На зана с персональными электронно-вычислительными пример, защитная экранирующая одежда [3] пред машинами (ПЭВМ), которые позволяют ему решать ставляет собой комбинезон, выполненный из много широкий круг задач в различных сферах деятельно- слойной токопроводящей ткани с межслойной изоля сти. Работа ПЭВМ сопровождается побочным элек- цией. На каждый слой ткани подается электрический тромагнитным излучением (ЭМИ), которое небезо- потенциал с направлением поля к наружной поверх пасно для здоровья пользователей данных уст- ности защитной одежды, что способствует дополни ройств. Кроме того за счет ЭМИ формируется элек- тельному ослаблению волны. Изоляция изготовлена тромагнитный канал утечки информации. из нетканого материала с добавлением пеномате Одним из способов борьбы с ЭМИ является риалов. Подавление электромагнитного поля проис подавление его в месте возникновения, что достига- ходит за счет сквозного и дифракционного затухания.

ется путем усовершенствования конструкций и экра- Известен костюм с капюшоном, содержащий элек нирования отдельных узлов ПЭВМ или всего устрой- тропроводящие материалы, манжеты, гальванически ства в целом. Большое применение в экранировании соединенные между собой посредством проводни радиоэлектронных средств получили металлические ков, и элементы заземления. Данные приспособле экраны. Это объясняется тем, что их высокая прово- ния имеют ряд недостатков. Например, наличие за димость обеспечивает быстрое затухание электро- земления, пониженная циркуляция воздуха, большая магнитной волны в материале, а большая разница масса и невысокая эффективность в виду однослой между поверхностным сопротивлением металла и ного материала конструкции. Устранение данных полным сопротивлением падающей волны приводит недостатков возможно путем применения индивиду к значительному отражению электромагнитной вол- ального комплекта защиты организма человека от ны от материала экрана, что является одним из не- ЭМИ [4], который представляет собой гибкий жилет достатков. Кроме того такие экраны имеют сравни- со встроенными защитными модулями, поглощаю тельно высокую стоимость и не обеспечивают необ- щими электромагнитное излучение. Защитные моду ходимые массогабаритные параметры. Применение ли выполняются на основе влагосодержащих порош сетчатых металлических экранов позволяет снизить кообразных материалов, что позволяет значительно материалоемкость. снизить вес конструкции.

Одним из способов улучшения конструктивных Проектирование и разработка экранов ЭМИ и экономических, эксплуатационные показатели яв- должно производиться с учетом требований конст ляется применение композитных материалов с руктивной надежности, экологической безопасности управляемыми свойствами поглощения ЭМИ за счет и промышленной эстетики. Кроме того предложен размещения в них частиц нано- и микроразмерных ные экраны и поглотители ЭМИ могут использовать диэлектриков, магитопроводов в связующих вещест- ся в создании защищенных помещений позволяющих вах, а также в волокнистых матрицах [1]. Например, локализовать источник ЭМИ.

капиллярно-пористые материалы, представляющие собой относительно недорогую и технологичную ос- СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ нову для фиксации жидких сред. Широкое примене- 1. Богуш В.А., Борботько Т.В., Гусинский А.В., ние получили экраны ЭМИ выполненные на основе Лыньков Л.М., Тамело А.А. Электромагнитные излучения.

машинно-вязаного полотна и из нетканого целлю- Методы и средства защиты. Мн.: Бестпринт, 2003. – 407 с.

2. Пат. РБ № 2501, МПК Н 01Q 17/00, u лозного полотна. Применение данных материалов Устройство защиты организма человека от воздействия позволяет снизить отражение радиоволн от поверх электромагнитного излучения средств отображения ин ности и увеличить их поглощение по мере её про формации// Л.М. Лыньков, Т.В. Борботько, В.А. Богуш, А.М.

никновения в материале экрана ЭМИ.

Прудник, Н.В. Колбун;

Заявл. 16.05.2005.

Известны различные конструкции защитных 3. Пат. 2281676 (RU), A41D 13/00. Защитная экра экранов для дисплеев. Наиболее распространенны- нирующая одежда / Головко В.А., Фатхутдинов Р.Х., Комлев ми являются сетчатые и стеклянные фильтры. Сет- Р.А. (RU), КазХимНИИ (RU). - № 2004100971 от 12.01.2004, чатые фильтры представляют собой натянутую на опубл. 20.06.2005.

4. Пат. №2968 (BY). МПК Н 01Q 17/00. Поглотитель рамку металлическую или полимерную сетку, кото электромагнитного излучения / Л.М. Лыньков, Т.В. Борботь рая имеет токопроводящее покрытие. Недостатком ко, И.С. Терех. - Заявка № u 20060066, от 10.02. данных конструкций является снижение оптической прозрачности и как следствие уменьшение яркости свечения экранов таких устройств. Наилучшими ха рактеристиками обладает конструкция из оптически прозрачного экрана [2], которая представляет собой РАДИОПРИЁМНЫЕ ТРАКТЫ СИНХРОДИННОГО ТИПА Крючков М.И.

Научный руководитель: д-р техн. наук, доц. Малевич И.Ю.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, кафедра «Радиотехнических систем»

ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Если изменить фазу опорного сигнала на /2, т.е.

ВВЕДЕНИЕ взять его в виде r(t) = R cos (Rt), то в синхронном ре По структуре построения радиоприёмные тракты жиме выходной сигнал будет равен: yC(t) = const = R S классифицируются на детекторный, прямого усиления, sin() /2.

регенеративный, сверхрегенеративный, гетеродинный, Сигналы yS и yC пропорциональны квадратурным со супергетеродинный и синхродинный. ставляющим Scos() и Ssin() измеряемого гармониче РПТ синхродинного типа представляет собой супер- ского сигнала s(t) и позволяют определить его фазу и f пч = 0, 2 2 амплитуду раздельно: S = yC + yS, tg() = yC/yS гетеродин с т.е. преобразование частоты На основе предыдущего рассмотрения можно каче входного сигнала осуществляется в нулевую частоту.

ственно пояснить работу синхронного детектора при воздействии негармонического сигнала s(t), имеющего в ПРИНЦИП СИНХРОННОГО общем случае непрерывный спектр s(). В результате ДЕТЕКТИРОВАНИЯ умножения на гармонический опорный сигнал r(t) проис Синхронное детектирование основано на операции ходит сдвиг спектра по оси частот на величину, равную умножения сигналов. частоте опорного сигнала R, а фильтр “вырезает” из сдвинутого спектра область низких частот || C. Т.е.

синхронный детектор действует как полосовой фильтр, настроенный на частоту опорного сигнала и имеющий полосу пропускания, равную частоте среза фильтра низ ких частот.

Рис.1 — Схема синхронного детектора Пусть на входы умножителя подаются два гармони ческих сигнала: так называемый опорный сигнал с по стоянными частотой и амплитудой r(t) = R sin(Rt) и сиг нал s(t) = S sin(t+). Тогда выходной сигнал умножите Рис.2 — Преобразование спектров в синхронном де ля будет иметь вид: x(t) = r(t) s(t) = R S ( cos((-R)t+) текторе.

cos((+R)t+) ) / Частотная избирательность синхронного детектора В результате умножения появляются гармонические определяется полосой пропускания фильтра низких составляющие на суммарной (+R) и разностной (-R) частот и может быть сделана очень высокой, трудно частотах.

достижимой путем прямой фильтрации сигнала. Напри В синхронном детекторе используется составляю мер, при частоте опорного сигнала 1Мгц и частоте среза щая на разностной частоте. Ее выделяет фильтр низких фильтра 1Гц добротность колебательного контура, ко частот, включенный на выходе умножителя. Фильтр торый бы обеспечивал избирательность, равную изби пропускает сигналы с частотами ниже частоты среза рательности синхронного детектора, должна составлять фильтра C и подавляет более высокочастотные сигна- порядка 10.

лы. Частота среза устанавливается намного меньшей, Таким образом, синхронный детектор обладает чем опорная частота R. Поэтому ненулевой отклик на свойствами, важными для обработки сигналов:

выходе фильтра дадут лишь те сигналы, частоты кото - чувствителен к фазе и амплитуде измеряемого сиг рых близки к опорной частоте (отличаются от опорной нала, частоты на величину, не превышающую частоту среза - обладает высокой частотной избирательностью.

фильтра низких частот).

Достоинством сихродина является совмещение В случае, когда частота сигнала точно равна опорной функций преобразователя и детектора, что позволяет частоте (сигналы на входах умножителя синхронны исключить тракт промежуточной частоты из структуры отсюда название детектора), в результате умножения РПТ. В таком РПТ отсутсвуют зеркальный и прямой ка появится составляющая с нулевой разностной частотой, налы. Однако помехоустойчивость синхродина низка, т.е. постоянная составляющая. На выход фильтра более высоки требования к линейности радиочастотного пройдет только эта постоянная составляющая. Для тракта и требуется цепь синхронизации.

фильтра с коэффициентом передачи в полосе пропус кания, равным единице, выходной сигнал будет равен: ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ yS(t) = const = R S cos() /2.

Демонстрация синхронного приёма.

Т.о. выход синхронного детектора пропорционален При разработке описываемого приёмника ставилась амплитуде входного сигнала и зависит от фазового задача создания несложной конструкции, на примере сдвига относительно опорного сигнала.

которой можно будет продемонстрировать принципы синхронного приёма. В качестве базовой схемы была взята схема средневолнового приёмника с синхронным детектором, представленная на рисунке 3:

Рис.3 — Базовая схема На входе установлен широкополосный колебатель ный контур L1C3, настраиваемый на середину выбран- Рис.4 — Проект генератора на ОУ ного участка СВ диапазона подбором конденсатора СЗ. На усилителях U1A и U1B построен генератор пилооб Смеситель выполнен на транзисторе VT1, входной сиг- разного напряжения, частота которого регулируется нал на который подается через резистор R2, играющий переменным резистором VR1. Размах выходного сигна роль аттенюатора. Напряжение гетеродина поступает ла находится в диапазоне 1/3-2/3 напряжения питания непосредственно на затвор транзистора VT1, работаю- Vcc. Выходной сигнал с генератора поступает на вход щего в ключевом режиме, функции гетеродина выпол- компаратора U1C, преобразующего его в прямоуголь няет управляемый RC-генератор, основу которого со- ные импульсы, скважность которых задается перемен ставляет триггер, Шмитта на цифровой микросхеме ным резистором VR2, а резисторами R6 и R7 – гранич DD1. Режим генерации триггера обеспечивается вклю- ные значения скважности.

чением в его цепь положительной обратной связи ЗАКЛЮЧЕНИЕ управляемой частотно-зависимой RC-цепи. Частота гетеродина определяется элементами R1, С2, С4 и со- На данный момент проблема заключается в том, что противлением канала транзистора VT2, на затвор кото- местный гетеродин не синхронизирован со входным рого через конденсатор C5 подается синхронизирующий сигналом. Для её устранения на настоящем этапе про входной сигнал. Средняя частота диапазона устанавли- ектируется цепь синхронизации генератора пилообраз вается подстроечным резистором R1. Плавная пере- ного напряжения со входным сигналом как по частоте, стройка частоты гетеродина по диапазону осуществля- так и по фазе.

ется конденсатором переменной емкости С2. Когда час СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ тота гетеродина близка к несущей частоте входного сиг нала, происходит ее захват и устанавливается равенст- [1] Балашов М., Беляков в. "Громкоговорящий" детекторный во частот гетеродина и входного сигнала. Местный гете- приёмник. - Радио. 1982, № 9, с. 50.51.

родин синхронизируется методом прямого захвата час- [2] Малевич И.Ю. Радиоприемные устройства / Учебное по тоты гетеродина входным сигналом. При этом смеси- собие / И.Ю. Малевич. – Мозырь, Издательский дом «Белый ветер». 2000. - 204 с.

тель обеспечивает синхронное детектирование входно [3] Руднев А. Средневолновой приёмник с синхронным де го сигнала. Сигнал звуковой частоты после смесителя тектором. – Радио № 2,1991. – 56-57с.

выделяется фильтром L2, C6, C7 с частотой среза 5 кГц.

[4] Момот Е. Г. Проблемы и техника синхронного радио В ходе исследования рабочих параметров приёмни приёма. - М: ГЭИ, 1941;

Связьиздат, 1961.

ка был выявлен существенный недостаток: скважность [5] Морозов В. Узкополосный синхронный фильтр. Радио, импульсов RC-генератора не была равна 2 и изменя- 1972, №11, с.53-54.

лась с изменением частоты генератора в большую сто- [6] Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. М.:

рону. На минимальной частоте скважность была равна Мир, 3, а на максимальной увеличивалась до 5. Для синхрон ного детектирования это имеет важное значение, т.к.

часть положительной полуволны несущего колебания не участвовала в формировании НЧ сигнала.

Из-за этого недостатка был разработан другой гене ратор для работы в качестве местного гетеродина. Его основу составлял интегральный таймер КР1006ВИ1. Но как показали практические режимы работы, он оказался недостаточно высокочастотным для работы в СВ диапа зоне. Длительность импульсов напряжения этого тайме ра изменяется от нескольких микросекунд, а это соот ветствует частотам до 0.5 МГц.

Для устранения данной проблемы на сегодняшний день проектируется RC-генератор на операционных усилителях, работа которых возможна на частоте не менее 1 МГц. Принципиальная схема проекта представ лена на рисунке 4:

УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ/ПРИЕМА ДАННЫХ ПО СЕТИ ЭЛЕКТРОСНАБЖЕНИЯ 220В/50Гц Мороз С.П.

Научный руководитель: ассист. Казека А.А.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Аннотация — Представлена реализация системы свя зи через линии электроснабжения. Предложена структур ная схема данного устройства, а также протокол обмена информацией с ним.

ВВЕДЕНИЕ В области современных телекоммуникаций про блема «последней мили» [1] остается одной из са мых актуальных. Такие факторы, как широкая рас пространенность электрических сетей, отсутствие необходимости дорогостоящей прокладки кабельных линий связи, стимулируют исследование новых тех Рисунок 1 Структурная схема устройства нологий широкополосного доступа по сети электро снабжения общего пользования. Данная технология Аналоговый "Front-End" передатчик обеспечивает получила название – Power Line Communications изоляцию, фильтрацию и усиление передаваемых и (PLC). Разработанное оборудование по технологии принимаемых аналоговых сигналов. Модем PLC обеспечивает скорость передачи данных до организует протокол, а также физическую Мб/с.

реализацию приемопередачи данных ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ (формирование несущей частоты, модуляция, демо дуляция, фильтрация и т.д.). Управление модемом, Появление новых способов модуляции сигналов как правило осуществляется путем применения позволило повысить скорость передачи данных ин внешнего микроконтроллера.

формации. В разрабатываемом устройстве реализо ван вид модуляции OFDM [1], в котором высокоско- ЗАКЛЮЧЕНИЕ ростной поток данных разбивается на несколько низ Данное устройство является относительно не коскоростных потоков, каждый из которых передает дорогим, а главное простым решением в области ся на отдельной поднесущей частоте с последую телекоммуникации. Кроме того оно полностью удов щим их объединением в единый сигнал. В данном летворяет технологии PLC, что позволит расширить устройстве для передачи данных по сети электро её область применение в самых различных отраслях снабжения используются 84 поднесущие частоты в от телеметрии ресурсов коммунальных сетей до ин диапазоне от 4 до 21 МГц.

теллектуальных многофункциональных систем от Существует множество проблем связанных с дельных помещений, встраивания в бытовые прибо передачей данных по линиям электроснабжения. На ры, предусматривающие возможность обмена дан пример, при передаче сигналов по электросети об ными с «внешним миром».

щего пользования могут возникать большие затуха ния сигнала на определенных частотах, что приводит СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ к потере данных. Решение данной проблемы воз 1. Режим доступа http://www.homeplug.org/home можно путем динамического включения и выключе ния передачи сигнала. Кроме того существует веро ятность возникновения импульсных помех, источни ками которых могут быть бытовые электроприборы.

Снижение воздействия данных помех используется двухступенчатое (каскадное) помехоустойчивое ко дирование битовых потоков. В связи с тем что элек тросеть является общей средой передачи данных, то появляется вероятность искажения информации от одновременно передающих нескольких устройств. В данной ситуации для разрешения конфликтов необ ходим регулирующий механизм - протокол доступа к среде передачи информации, в качестве которого может использоваться протокол TCP/IP.

Структурная схема разрабатываемого устройства представлена на рисунке 1, которая состоит из четырех частей.

СТАТИСТИЧЕСКИЙ АЛГОРИТМ ОБНАРУЖЕНИЯ ДВИЖУЩИХСЯ ОБЪЕКТОВ ПО СЕРИИ ВИДЕОИЗОБРАЖЕНИЙ Пикулик В.Ю.

Научный руководитель: канд. техн. наук, доц. Семашко П.Г.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь

Abstract

— algorithm for detection of moving objects by im- недостатком такого алгоритма будет то, что движу age sequence is presented. щийся объект будет оставлять два следа на разно стном изображении за счет его наличия на текущем ВВЕДЕНИЕ и предыдущем кадре, что затруднит определение Система обнаружения движения представляет реального положения объекта.

собой аппаратно-программное средство, которое Чтобы этого не допустить, для вычитания входит в состав охранной системы и обеспечивает необходимо использовать специальное изображе автоматическое обнаружение движущихся объектов ние, которое должно содержать только статический в последовательности изображений, поступающих с фон. Такое изображение можно получить либо сде камеры. Такие системы многократно повышают про- лав снимок до появления объектов на сцене, либо дуктивность работы сотрудников безопасности, сни- используя алгоритмы усреднения текущих кадров.

жают психологическую нагрузку и уменьшают время Если использовать первый вариант, то медленноме реакции. Также значительно могут повысить эффек- няющиеся изменения фона, вызванные изменением тивность использования хранилищ данных и каналов освещенности, не будут учтены. Второй вариант учи связи за счет уменьшения избыточности сохраняе- тывает медленное изменение фона, так как фон вы мых видеоматериалов. В системах охраны перимет- числяется с учетом полученного кадра.

ра экономия дискового пространства и сетевого тра- Для того, что бы найти статический фон пу фика составляет десятки-тысячи раз в зависимости тем усреднения, необходимо взять определенное от оживленности контролируемых участков. количество последних кадров и найти среднее зна Задача разработки такой системы в лабора- чение интенсивности каждой точки. Недостаток тако торных условиях является несложной, но в условиях го способа - большое количество вычислений. Но улицы, появляется ряд проблем, которые необходи- вместо этого можно использовать рекурсивный мо решить для обеспечения эффективной работы фильтр:

системы. Среди таких проблем наиболее важными F1 ( x, y ) = F0 ( x, y ) + (1 ) I ( x, y ), являются: игнорирование динамических объектов, относящихся к фону (листья, ветки деревьев, кусты, облака) и объектов, не представляющих интереса F (птицы, животные);

работа системы в условиях изме- где - изображение фона полученное на преды нения освещенности. Для того чтобы система не ре F дущем шаге, - пересчитываемое значение фона, гистрировала динамические объекты фона, необхо димо уменьшать ее чувствительность, но система I — текущий кадр, — коэффициент, опреде должна быть защищена от маскировки объектов под ляющий скорость изменения фона.

фон — должна обнаруживать людей в камуфляжном После вычитания фона из текущего кадра костюме, автомобили различного вида и цвета. По получается разностное изображение, в котором низ этому необходимо проводить вторичную обработку, кое значение интенсивности показывает принадлеж которая должна включать в себя классификацию ность точки к фону, высокое — к движущемуся объ обнаруженных объектов, анализ их траектории дви екту. [1] жения.

Такой алгоритм будет обнаруживать все В данной статье рассматриваются алгорит движения, происходящие в пределах сцены, но для мы обнаружения движущихся объектов, основанные нормальной работы системы необходимо не учиты на разности последовательных изображений и алго вать различные типы движений объектов, которые ритмы использующие статистическую модель фона.

совершаются под воздействие ветра (движение ли стьев, веток деревьев).

АЛГОРИТМЫ ОСНОВАННЫЕ НА РАЗ НОСТИ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫХ ИЗО- СТАТИСТИЧЕСКИЕ АЛГОРИТМЫ ОБ БРАЖЕНИЙ НАРУЖЕНИЯ ДВИЖУЩИХСЯ ОБЪЕКТОВ Простейший алгоритм обнаружения движущихся Названные выше алгоритмы не позволяют решить объектов подразумевает вычитание из текущего кад- проблему фильтрации движений объектов, относя ра предыдущего. В результате интенсивность точек, щихся к фону сцены. Для решения этой проблемы принадлежащих статическим объектам сцены на необходимо использовать более сложные алгорит разностном изображении, будет равна или близка к мы, основанные на вероятностных моделях.

нулю, интенсивность точек динамических объектов Суть таких алгоритмов заключается в опре будет выше. Если полученное изображение пропус делении статистических параметров ( µ - математи тить через пороговое устройство, то получим бинар ное изображение, где точки равные единице будут 2 ческое ожидание и дисперсия) каждой точки обозначать наличие движущегося объекта. Большим µ k фона. На основании этих данных и выбранного поро p (x )dx + p ( x )dx, га определяется принадлежность каждой точки кадра F= к фону или движущемуся объекту.


µ+k k- F Алгоритм: где значение порога, вероятность ложной () 1. Обучение модели фона по первым N тревоги, p x - плотность вероятности интенсивно кадрам, когда камере виден только сти в определенной точке сцены.

статический фон. Производим оценку К недостаткам такого алгоритма следует статистических параметров µ и для отнести то, что требуется большое количество памя каждой точки, для этого используем ти для хранение численных значений распределения выборочное среднее и среднее интенсивности для каждой точки.

квадратичное отклонение.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Далее значение интенсивности каждой точки 2.

Обнаружение движущихся объектов, осо x каждого следующего кадра с учетом бенно вне помещений, в настоящее время является статистических параметров фона актуальной инженерной задачей и может быть при сравниваем с порогом и на основании этого менено во многих приложениях, таких как охранные принимаем решение о принадлежности этой системы, системы предупреждения несчастных слу точки фону или движущемуся объекту.

чаев, системы контроля автомобильного трафика и других.

µ x e, Существует большое количество алгорит мов, решающих эту задачу. Алгоритмы, основанные на разности кадров, требуют наименьшую произво дительную мощность и наиболее просто реализуют ся, но стабильно будут работать только внутри по где e - относительный порог.

мещений, когда фон полностью статичен. Для обна Если данное неравенство верно, то точка ружения движущихся объектов в условиях улицы принадлежит фону, ели нет — объекту.

необходимо использовать статистические алгорит Часто e выбирается равное трем — правило мы. Такие алгоритмы буду требовать большие вы трёх сигм. числительные мощности, что значительно увеличит стоимость системы. Проведенный обзор статистиче Недостатки этого алгоритма в том, что часто ских алгоритмов показал, что распределение интен очень сложно, а иногда и невозможно получить тре- сивности каждой точки сцены очень часто не соот буемое количество кадров, содержащих только фон. ветствует нормальному распределению, и аппрокси Также, если проводить аналогии с алгоритмами, ос- мация распределения нормальным приводит к тому, нованными на разности фона и текущего кадра, что на разностном изображении появляется большое можно сделать вывод, что параметры фона необхо- количество ложно определенных точек – шумов. Это димо пересчитывать с учетом каждого полученного приводит к обнаружению объектов, которые принад лежат фону, что уменьшает качество обнаружения кадра. То есть рассчитывать µ и для последних N такой системы. В данной статье предлагается ис кадров.

пользовать собственное распределение точки, и Для определения требуемого числа кадров подбирать порог исходя из этого распределения и N был проведен эксперимент, в результате которого вероятности ложной тревоги, это значительно повы получили зависимость величины дисперсии, опреде шает качество обнаружения. Недостатком такого ленной точки сцены от количества обработанных алгоритма является то, что хранение распределения кадров. В эксперименте использовалась неподвиж для каждой точки требует большого количества па ная камера, в качестве сцены был выбран пешеход мяти, но современное развитие техники позволяет ный участок дороги, съемка проводилась с частотой реализовать такой алгоритм.

6Гц. График изменения дисперсий принял примерно постоянное значение, когда было сделано 400 кад СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ ров.

Для каждой точки сцены необходимо выби- 1. Prati A. Shadow detection algorithms for traffic flow рать различный порог, так как сцена может состоять analysis / A. Prati, I. Mikic, c. Grana, M.M. Trivedi // как из статических объектов, так и из динамических, Proceedings of the 4th IEEE Conference on Intelligent поэтому каждая точка будет иметь различное рас- Transportation Systems. - 2001. – P. 340 – 2. Elgammal A. Non-parametric Model for Background пределение.

Subtraction / A. Elgammal, D. Harwood, L. Davis // 6th Наиболее часто для выбора порога распре European Conference on Computer Vision. – Dublin (Ireland), деление интенсивности аппроксимируют нормаль 2000. – P. 751 – 767.

ным.[2] Такой метод требует минимальных вычисли тельных затрат, но не учитывает реального распре деления точки. Поэтому для улучшения качества обнаружения предлагается использовать реальное распределение точки. В этом случае порог можно вычислить в численном виде решив уравнение:

СИСТЕМА СЪЕМА ДАННЫХ С ПРИБОРОВ ГРУППОВОГО УЧЕТА ТЕПЛА ПО ETHERNET Федорин А.К.

Научный руководитель: ассист. Казека А.А.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Предложено недорогое решение для оперативного Структурная схема проектируемой системы контроля и учета энергоресурсов с приборов группового представлена на рисунке 1.

учета тепла путем применения существующих Ethernet- Обеспечение работы сетевых протоколов осу технологий.

ществляется путем применения стека протоколов TCP/IP от Microchip. Он имеет классическую четы ВВЕДЕНИЕ рехуровневую структуру [3].

В настоящее время всё больше внимания Уровни MAC и PHY обеспечиваются аппаратно.

уделяется контролю и учёту энергоресурсов [1]. Су- Протокол IP работает в пассивном режиме, т. е. об ществуют различные способы дистанционного съема рабатывает пакеты по запросам с других уровней.

показаний с теплосчетчиков: с использованием ра- Уровень TCP является важным и основным уровнем диомодема, GSM-модема, связь по модему через в стеке, именно в нем реализован конечный автомат городскую телефонную сеть (ГТС). Однако эти спо- обработки пакетов. Сам уровень выполняется как собы имеют свои недостатки. Использование радио- кооперативный процесс, что позволяет развязать модемов УКВ связи требует выделения частотных работы стека и прикладной программы.

ресурсов и больших вложений в технические средст- В рамках TCP также реализована поддержка ва организации каналов передачи данных. Каждая подтверждений и повторной передачи. Для отслежи удаленная точка контроля предусматривает установ- вания подтверждения доставки в TCP реализуется ку радиомодема и антенного оборудования. Кроме алгоритм "скользящего" окна. Это увеличивает дос того, помехозащищенность радиосвязи в УКВ- товерность передачи данных, но значительно снижа диапазоне и скорость передачи данных несколько ет скорость.

ниже, чем по GSM-каналу [2]. Связь через ГТС по В виду того, что опрос одиночного прибора осу модему требует прокладки линии связи, наличия ществляется раз в 1-2 секунды, а производитель телефонного номера на объекте. К недостаткам ис- ность микроконтроллера высока, для защиты данных пользования GSM-модемов можно отнести их стои- снятых с приборов группового учета тепла (при пе мость, а также цену тарифов телефонной связи. Уст- редаче по сети) от несанкционированных изменений ранение существующих недостатков возможно путем (корректировок), предусмотрен алгоритм шифрова применения существующих Ethernet-технологий. ния информации AES, являющийся одним из самых распространённых алгоритмов симметричного шиф ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ рования.

С появлением на рынке новых микроконтролле ров PIC18FxxJ6x с интегрированным Ethernet- ЗАКЛЮЧЕНИЕ контроллером, появилось наиболее дешевое, ком- Данная система является относительно недо пактное и надежное решение, позволяющее полу- рогим решением проблемы контроля и учета энерго чить доступ к Ethernet-сети со скоростью 10 Мбит/с. ресурсов, позволяющая оперативно выявлять источ Таким образом, предоставляется возможность реа- ники нерационального расхода теплоносителя, опе лизовать на базе данного микроконтроллера систему ративно контролировать правильность работы при оперативного мониторинга энергопотребления. боров учета и осуществлять объективный расчет за потребленные энергоресурсы.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Тубинис В.В. Создание автоматизированной сис темы учета и управления потреблением электроэнергии в Италии. – М.: Электро, 2004.

2. Тубинис В.В. Итальянская система дистанционно го управления абонентской сетью. – М.: Электро, 2003.

3. Режим доступа microchip // www.microchip.com/tcpip.

Рисунок 1 – Структурная схема системы дистанцион ного съема показаний с приборов группового учета тепла по Ethernet РАДИОСИСТЕМА ДИСТАНЦИОННОГО КОНТРОЛЯ ТЕМПЕРАТУРЫ И ВЛАЖНОСТИ В ПОМЕЩЕНИИ Храмцова А.Д.

Научный руководитель: ассист. Казека А.А.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Предложено эффективное решение для дистанци онного контроля температуры и влажности в помещении. Концентратор производит опрос датчиков (Д) температуры и влажности с фиксированным интер ВВЕДЕНИЕ валом времени, который задается с учетом техниче Системы мониторинга получили широкое рас- ских требований к системе, и сохраняет полученные пространение в современном мире. На сегодняшний данные. Выбор датчиков осуществлялся согласно день ни одну область науки и техники невозможно условиям: низкой стоимости, надежности и широкого представить без систем, позволяющих отслеживать диапазона рабочих температур. Таким условиям и контролировать какие-либо параметры среды или удовлетворяют датчик температуры Dallas 1820 и технического процесса. Такие системы могут приме- датчик влажности Honeywell. Управляющим устрой няться в инженерно-технических сооружениях, в жи- ством в концентраторе является микроконтроллер лищно-коммунальном и сельском хозяйстве, в (МК) PIC18F4520 [2]. Его выбор обусловлен возмож складских помещениях, музейных хранилищах. ностью подключения большого числа датчиков. Для В настоящее время для автоматизации и дис- передачи данных выбран GSM-модем (РМ) фирмы танционного управления различными производст- Wavecom [1,3]. Данный модем сертифицирован для венными процессами широко используются системы использования на территории РБ, имеет индустри на базе универсальных микропроцессорных кон- альный диапазон рабочих температур и широкие троллерных средств. В таких системах для передачи функциональные возможности. Связь между моде информации применяются различные способы: с мом и микроконтроллером осуществляется с помо помощью выделенного проводного канала связи, щью интерфейсного преобразователя (ИП).


модемное соединение через городскую телефонную Для обработки, сравнения и хранения данных, сеть, с помощью радиомодема или GSM-модема. получаемых с датчиков, в системе предусмотрено Выделенный проводной канал и телефонная линия автоматизированное рабочее место оператора (АР связи требует дорогостоящей прокладки кабельных МО), включающее в себя персональный компьютер соединений. Применение радиомодема в безлицен- (ПК). АРМО осуществляет опрос раз в сутки и полу зионном диапазоне частот эффективно лишь на ма- чает статистику. Кроме того с помощью АРМО воз лых расстояниях. Использование стандарта GSM можно осуществлять настройку концентратора. При позволяет устранить данные недостатки других сис- появлении внештатной ситуации концентратор мо тем связи и использовать широкий спектр услуг. жет посылать на АРМО сообщение о тревоге.

ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ ЗАКЛЮЧЕНИЕ Предложенная радиосистема, предназначена Применение в системах дистанционного сбо для контроля параметров среды (температура, ра информации современной элементной базы и влажность) в помещениях. Структурная схема кото- современных сетевых принципов обмена информа рой представлена на рисунке 1. цией между разнесенными в пространстве объекта ми позволяет резко снизить их массу, габариты и стоимость, упростить монтаж и расширить функцио нальные возможности. Данная система обладает такими важными преимуществами, как отсутствие ограничения в дальности действия, удобство уста новки и эксплуатации.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Таранков И.В. Руководство по использованию АТ-команд для GSM/GPRS модемов. – М.: ЗАО Компэл, 2005. – 432 с.

Рисунок 1 – Структурная схема системы 2. Режим доступа www.microchip.com дистанционного контроля температуры и влажности 3. Режим доступа www.sierrawireless.com в помещении ОЦЕНКА ПОКАЗАТЕЛЕЙ ЭМС, УЧИТЫВАЮЩИХ ПРИМЕНЕНИЕ АРУ И АРМ В РАДИОЛИНИЯХ СОТОВОЙ СИСТЕМЫ СВЯЗИ Шевчук И.М.

Научный руководитель: ст. преп. Демидович Г.Н.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем Abstract — Estimations of adaptation on energy parame- Статистический анализ ЭМО в месте приема при tersin сellular telecommunication are obtained. водит к гиперболическому закону распределения мощностей совокупности N мешающих сигналов [1]:

ВВЕДЕНИЕ w( P )= ( Pmin P Pmax ).

Pm Стремление к увеличению числа обслуживаемых В зависимости от условий формирования ЭМО абонентов в системах мобильной связи стало причи принимают m = 2...4. Заметим, что НРП никак не ной поиска более полного использования электро связаны со структурой CCC или другой характери магнитного ресурса и обеспечения ЭМС, что, в свою стикой организации радиосвязи. Здесь важна общая очередь, побудило разработчиков систем обратиться ЭМО: число N потенциальных источников НРП, рас к селекции сигналов по уровню мощности, поскольку возможности других более эффективных средств пределений вероятностей неэнергетических пара разделения сигналов, например, частотного, в тра- метров их излучений, и другие характеристики.

диционных диапазонах радиоволн оказались практи- В качестве показателя ЭМС, учитывающего выиг чески исчерпанными. Примером успеха в решении рыш от применения АРУ принято отношение N = N / N, а для оценки выигрыша от применения этой проблемы явилась разработка сотовых систем связи (CCC). Однако радиоприемные устройства АРМ — отношение P = PMAX / PCP, где PMAX — мак (РПУ) радиолиний соты подвержены воздействию помех по основному каналу приема, вызванных ра PCP симальная мощность РПдУ, а — средняя мощ ботой радиопередающих устройств (РПдУ) радиоли ность излучения РПдУ с учетом действия АРМ.

ний сот, имеющих совпадающие параметры настрой В работе рассмотрено несколько вариантов тер ки по частоте, а также воздействию помех от РПдУ риториального планирования ССС и даны оценки других, совместно работающих систем [2]. Возмож выбранных показателей ЭМС. При этом были приня ность уменьшить влияние таких непреднамеренных ты следующие соглашения: чувствительность РПУ помех (НРП) на качество работы РПУ имеется за АС P0 AC = 106 ДБ / мВт ;

максимальная мощность счет применения автоматической регулировки уси ления (АРУ) в РПУ и автоматической регулировки РПдУ АС PAC = 20 ДБ / мВт ;

максимальная мощ мощности (АРМ) в РПдУ ССС.

ность РПдУ БС PБC = 37 ДБ / мВт ;

средняя высота ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ подъема антенны базовой станции hБС = 50 м.

В частности, для эксплуатации ССС в условиях Оценим выигрыш от адаптации порога приема, за города и описания ЭМО с учетом модели Окамуры счет применения АРУ в РПУ и снижения в среднем оценки показателей ЭМС имеют следующие значе мощности излучений в РПдУ за счет АРМ. В основу ния: N = 532 ;

P = 2,5. Для сравнения, оценки в рассмотрения положено уравнение [1], характери свободном пространстве: N = 8,4 ;

P = 2.

зующее энергетический баланс двухсторонней ра диолинии связи, верное при одинаковых условиях распространения радиоволн в прямом и обратном ЗАКЛЮЧЕНИЕ направлениях: PБС P0 БС = PАС P0 АС,где PБС, PАС — мощности РПдУ базовой (БС) и абонентской (АС) В результате проведенного исследования пока станций ССС, а P0 БС, P0 АС — чувствительности их зано, что адаптация порогового уровня приема за счет применения АРУ приводит к более существен РПУ.

ному улучшению ЭМС радиолиний ССС.

Как известно [1], в заданной электромагнитной обстановке (ЭМО) среднее число N НРП, прони СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ кающих на выход РПУ, с одним избирательным уст ройством в его тракте по параметру селекции x (на пример, по частоте), где k ( x ) — нормированная 1. Апорович А.Ф. Статистическая теория электромаг нитной совместимости радиоэлектронных средств. — Мн.:

характеристика избирательности, DX — динамиче Наука и техника, 1984. — 215 с.

ский диапазон изменения параметра x, можно оп- 2. Апорович А.Ф., Березка М.В., Демидович Г.Н. Адап тация по энергетическим параметрам в сотовых сетях свя ределить из выражения:

зи. // Электросвязь, 2002. — №11. — С. 25 — 29.

Pmax N = N w( x ) w ( P ) dP dx D P0 / k ( x ) x ИССЛЕДОВАНИЕ СУММАРНО-ДАЛЬНОМЕРНОГО МЕТОДА МНОГОПОЗИЦИОННОЙ РАДИОЛОКАЦИИ Вербицкий М.В.

Научный руководитель: начальник сектора НП РУП “КБ Радар” Сидоревич А.Н., канд. техн. наук, доц. Давыденко И.Н.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь, НП РУП “КБ Радар”, г.Минск, Беларусь c = (d r2d )2 sin 2 + (d r 2d )2 cos 2 ;

В данной статье рассмотрены точностные характе ристики определения местоположения цели при использо вании суммарно-дальномерного метода многопозиционной r 1 r d = d 1 + d 2 ;

r d = + ;

радиолокации и предложены меры по их улучшению по- d1 d средством использования оценки дальности, измеренной в 2 активной РЛС. r 1 r ;

d = d 2 d1 ;

r 2d = + d1 d Для определения положения цели на плоско r 2 r сти при суммарно-дальномерном методе необходи- r d =.

d2 d мы два приёмных пункта и один передающий центр.

Положение цели определяется как точка пересече ния двух эллипсов. Для получения выражений, опре- Дисперсия флуктуационных ошибок измере деляющих положение цели на плоскости при данном ния азимута цели относительно активной РЛС мо методе, воспользуемся рисунком 1. Будем полагать, жет быть рассчитана по формуле:

что приёмные пункты расположены симметрично относительно оси ОХ. 2 r1 r 2l0 = 2 2d cos( ) sin r1 + 2d cos( ) sin r r Ошибки измерения дальности при суммарно дальномерном методе можно записать следующим образом:

rr 0 = K r2 1, r 0 r1 + K r2 2, r 0 2 2, 2 r (U ri 2r0 ari ) ;

где K ri, r 0 = 2a 2b b 4(a c + c a ) ± ;

ri ri ri U ri = bri 2 b 4ac (r1 r2 cos 2) ;

a r1 = d (r2 r1 cos 2) ;

a r 2 = d Рисунок 1 Определение координат на плоскости ( ) r +r r 2i bri = 8 sin2 + 4 cos2 1 2 8 2 1+ cos2 ;

при суммарно-дальномерном методе d d В этом случае можно получить следующее r1 2 2d sin2 r1 + r2 cos 2 ;

выражение, описывающее угловую координату цели c r1 = (в качестве исходных данных выступают суммарные d d d дальности r1 и r2):

2 r 2 2d sin2 r 2 + r1 cos 2.

c r 2 = d +d 2 d d d 1 2 + r1 + r 2 r1 r 2. cos() = 2 cos() 2r0 d1 d2 2r0d1 2r0d Графики зависимости коэффициента чувстви тельности измерения азимута относительно актив Дальность цели относительно активной РЛС ной РЛС (м/м) к ошибкам измерения суммарной можно получить из решения квадратного уравнения:

дальности от координаты y в предположении, что дальность известна точно, приведены на рисунке 2:

ar 0 + br 0 + c = 0, где a = 4r d sin 2 + 4r d cos 2 16 cos 2 sin 2 ;

2 b = 4rd (d r2d ) sin2 + 4rd (d r2d ) cos2 ;

Из рисунка видно, что суммарный коэффици ент чувствительности не снижается меньше 80 еди ниц. Это исключает использование этой оценки дальности при получении азимутальных измерений, так как полученная точность измерения дальности будет заведомо хуже и значительно точности оценки дальности, полученной активной РЛС. Поэтому в дальнейшем предлагается в качестве оценки даль ности использовать оценку, полученную основным активным радиолокатором. В этом случае имеет ме сто дальномерно-суммарно-дальномерный метод определения координат.

Вид зоны измерения азимута с учётом влия ния точности измерения как суммарных дальностей, так и дальности активной РЛС показана на рисунке 4.

Рисунок 2 Зависимость коэффициента чувстви тельности измерения азимута к ошибкам измерения суммарной дальности (м/м) от координаты y (км) (x=20 км) Из рисунка видно, что при удалении от линии базы на величину более 20 км коэффициент чувст вительности не превышает 3 для первого варианта расчетов. Для второго варианта расчетов по мере приближения к линии базы происходит неограничен ное увеличение коэффициента чувствительности и измерение азимута цели становится проблематич ным. Таким образом, первый вариант приемлем при небольших азимутах цели. Второй вариант расчета наиболее эффективен при азимутах цели, близких к Рисунок 4 Зона измерения эквивалентного азиму о 90.

та цели с точностью в линейной мере не хуже 10 м График зависимости коэффициента чувстви тельности измерения дальности относительно ак На рисунке красным цветом обозначена зона тивной РЛС (м/м) к ошибкам измерения суммарной действия активной РЛС, где обеспечивается точ дальности в пассивных РЛС Kri,r0 от координаты y ность измерения радиальной дальности не хуже приведен на рисунке 3. Минимальная точность имеет м. Синим цветом обозначена зона действия активной место в моменты пересечения цели линии баз.

РЛС, где обеспечивается точность измерения в кар тинной плоскости не хуже 10 м. Искомая зона пере крывает зону действия активной РЛС и превышает ее в нулевом азимутальном направлении.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Аверьянов В.Я. Разнесенные радиолокационные станции и системы. Мн.: Наука и техника, 1978. – 184 с.

2. Кондратьев В.С., Котов А.Ф., Марков Л.Н. Много позиционные радиотехнические системы. Под ред. Проф.

В.В. Цветнова. – М.: Радио и связь, 1986. – 264 c.

3. Охрименко А.Е. Основы радиолокации и радио электронная борьба. Часть I, Основы радиолокации. – М.:

Воениздат, 1983.

Рисунок 3 Зависимость коэффициента чувстви тельности измерения дальности к ошибкам измере ния суммарной дальности (м/м) от координаты y (км) (x=20 км) МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ РАДИОЛОКАЦИОННОГО СИГНАЛА, ОТРАЖЕННОГО ОТ КОЛЕСА ДВИЖУЩЕГОСЯ АВТОМОБИЛЯ Гейстер А.С.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Синтез апертуры антенны (САА) обеспечивает [1] N OTP En (t ) exp[i (0t + n (t ) )], U c (t ) = сверхразрешение (раздельное наблюдение элементов) n = объекта за счет специальной когерентной обработки сигна где En (t ) — амплитуда сигнала, отраженного от n -го лов, принятых в процессе взаимного перемещения радио локатора и объекта наблюдения. Рассматривается обра отражателя;

n (t ) — закон изменения фазы сигнала щенный синтез апертуры, когда объект перемещается от носительно неподвижного радиолокатора. Применение об- от n -го отражателя в процессе его перемещения от ращенного САА целесообразно при всепогодном автомати носительно фазового центра антенны радиолокато ческом контроле дорожного движения для анализа состава ра;

0 — частота зондирующего сигнала радиолока проходящих автомобилей или для повышения достоверно сти выделения нарушителя в потоке путем определения тора.

длин автомобилей одновременно с измерением их скоро- Использовав понятие комплексной огибающей стей.

[2], отраженный сигнал можно представить в сле Рассматривается математическая модель временной дующем виде:

структуры радиолокационного сигнала, отраженного от ко N ОТР U C (t ) = M n (t )exp(i0t ), леса автомобиля. Актуальность данного вопроса обуслов лена тем, что отражения от колес автомобиля влияют на n = качество формирования азимутального портрета.

где M n (t ) = En (t )exp(in (t )) — комплексная огибающая ПРЕДСТАВЛЕНИЕ КОЛЕСА В ВИДЕ отраженного сигнала.

Закон изменения фазы сигнала от n-го эле НАБОРА ОТРАЖАТЕЛЕЙ мента в общем случае определяется выражением:

Для упрощения восприятия модели отраженного n (t ) = 2krn (t ), сигнала представим колесо в виде набора регуляр ных отражателей, угловой период расположения ко- где rn (t ) — закон изменения радиальной дальности торых одинаковый.

от фазового центра антенны радиолокатора до n-го На рис.1 представлен пример реального колеса отражающего элемента на поверхности колеса;

автомобиля и его эквивалентная радиолокационная — волновое число;

0 — длина волны зон k= модель в виде набора N OTP отражателей, располо женных по радиусу колеса Rk. Угловое смещение n дирующего сигнала.

го отражателя относительно первого отражателя Найдем выражение для rn (t ). Для наглядности обозначено как n = (n 1). обратимся к рис. 2, на котором рассматривается NOTP геометрическое представление движения колеса от носительного фазового центра физической антенны радиолокатора. Центр колеса перемещается линей но со скоростью Vt. На рисунке фазовый центр ан тенны радиолокатора совмещен с началом отсчета прямоугольной системы координат XYZ, а ось 0X ориентирована вдоль линии движения колеса.

Рис. 1 — Реальное колесо автомобиля и его эквива лентная радиолокационная модель МОДЕЛЬ ВРЕМЕННОЙ СТРУКТУРЫ РА ДИОЛОКАЦИОННОГО СИГНАЛА, ОТРА ЖЕННОГО ОТ КОЛЕСА АВТОМОБИЛЯ Рис. Сигнал, отраженный от колеса автомобиля, представим совокупностью сигналов известной Сделаем следующие допущения:

— колесо движется равномерно и прямолиней формы, сформированных NOTP отражателями. Эти но по плоской поверхности;

сигналы имеют индивидуальные законы изменения — ширина колеса принимается близкой к нулю и фаз и амплитуд.

исключается из рассмотрения;

С учетом этого при монохроматическом зонди рующем сигнале отраженный сигнал имеет вид:

— высота фазового центра физической антенны равна нулю.

Полагаем, что известна скорость движения цен тра колеса (автомобиля) Vt и его радиус RK. Тогда выражения, описывающие проекции изменения ра диальной дальности на координатные оси, имеют вид:

xn (t ) = x0 Vt t + Rk sin(vr t + n ), yn (t ) = y0, zn (t ) = Rk [1 cos(vr t + n )], Vt где vr = — угловая скорость вращения колеса.

Rk Зная выражения для проекций, запишем выра жение непосредственно для радиальной дальности:

rn (t ) = xn (t ) + yn (t ) + zn (t ).

2 2 Рассмотрим примеры законов изменения фаз для различных отражателей. Для этого зададим сле- Рис. дующие условия:

Начальные координаты x0 = 60 м, y0 = 10 м ;

ВЫВОДЫ длина волны 0 = 0,01м ;

При приближении (удалении) автомобиля на скорость движения Vt = 60км / ч ;

блюдается уменьшение (увеличение) фазы ком плексной огибающей сигнала, отраженного от эле радиус колеса Rk = 0,3 м ;

мента колеса автомобиля. Точка перегиба графика число отражателей на колесе NОТР = 5. зависимости фазы комплексной огибающей отра женного сигнала наблюдается при минимальном Построим график зависимости аргумента ком расстоянии между центром колеса и радиолокатором плексной огибающей отраженного сигнала n (t ) = 2krn (t ) для отражателя с номером n =1 (см. (соответствует моменту проезда автомобилем места установки радиолокатора).

рис. 3) Зависимость фазы от времени для сигналов от различных отражателей имеет одинаковую форму, а сдвиг фаз сигналов зависит от номера отражателя n.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Аэрокосмический радиолокационный мониторинг Земли. Коллективная монография/ Под ред А.И. Канащен кова. – М.: Радиотехника, 2006.

2. Охрименко А. Е. Основы радиолокации и радио электронная борьба. Часть 1. Основы радиолокации. – М.:

Воениздат, 1983.

Рис. На рис. 4 представлен график аргументов ком плексной огибающей для n =1 (сплошная линия) и n =3 (пунктирная линия).

ПАРАМЕТРИЧЕСКАЯ ОПТИМИЗАЦИЯ ЦЕПЕЙ САМОНАСТРОЙКИ АВТОКОМПЕНСАТОРА ШУМОВЫХ ПОМЕХ До Тиен Хунг Научный руководитель: канд. техн. наук, доц. Давыденко И.Н.

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники, Кафедра радиотехнических систем ул.П.Бровки, 6, г. Минск, 220013, Беларусь Предложены выражения для оптимальных коэф- где: W, VW - измеренные значения весового коэф фициентов фильтрации автокомпенсатора шумовых помех фициента и его скорости;

РЛС с быстрым сканированием. Правильность полученных K11 ( t ), K12 ( t ) - коэффициенты фильтрации сигнала выражений подтверждается результатами имитационного моделирования автокомпенсатора.

ошибки по положению и по скорости;

WЗАД ( t ), ( t ) - задающее воздействие измерителя и ВВЕДЕНИЕ случайная составляющая сигнала ошибки.

Задача внедрения автокомпенсаторов шу- В предположении, что спектр задающего мовых помех в РЛС с быстрым сканированием явля- воздействия соответствует колебательному звену:

ется актуальной. Основной проблемой таких авто- gW ( i ) =. (2) компенсаторов являются большие динамические ( i ) + 2 i + ошибки самонастройки. Для снижения влияния ди намических ошибок автокомпенсаторов на эффек- В работе [1] получены следующие выраже тивность компенсации используют в том числе сле- ния для дисперсий динамической и флуктуационной дящие системы второго порядка астатизма и расши- ошибок:



Pages:   || 2 |
 



Похожие работы:





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.